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另外假設fs > 2fa 采樣器的頻域輸出顯示，每一個fs倍頻附近均會出現原始信號的混疊或鏡像 也就是說，在|± k fs ± fa | 的頻率處，k = 1、2、3、4等 之后，考慮在圖3中#個奈奎斯-域之外的信號情況 信號頻率僅略小于采樣頻率，與圖2時域表示中所示的條件相對應
請注意，即使信號在#個奈奎斯-域之外，其鏡像或混疊fs c fa 仍在該區內 回到圖3，如果一個不想要的信號出現在fa 的任何鏡像頻率上，它也將會出現在fa上，從而在#奈奎斯-中產生一個雜散頻率成分 設計挑戰 對于應用，系統設計人員需要解決由采樣過程引起的量化噪聲、混疊和開關電容輸入采樣問題
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工業應用中常見有兩種類型的精密adc，分別是逐次逼近寄存器sar和σ-δ adc，它們都是采用基于開關電容的采樣技術設計的 · 量化噪 在理想的奈奎斯特 adc中，adc的lsb大小將決定在進行模數轉換時添加到輸入的量化噪聲
該量化噪聲分布在fs / 2的帶寬范圍內 為了解決量化噪聲問題，可以考慮過采樣技術，即以遠高于奈奎斯特頻率的速率對輸入信號進行采樣，以提高信噪比snr和分辨率enob 在過采樣中，使用采樣頻率為奈奎斯特頻率2 × fin 的n倍，因此必須使相同的量化噪聲分布在n倍奈奎斯特頻率范圍內
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這也放寬了對抗混疊濾波器的要求 過采樣率osr定義為fs / 2 fin ，其中fin 是目標信號帶寬 作為一般準則，對adc進行四倍的過采樣可以額外提供１位分辨率，或者增加6 db的動態范圍 增加過采樣率將導致整體噪聲降低，并增加動態范圍dr，過采樣為δdr= 10log10 osr，以db為單位
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